一、引言
电子科技的进步，对发射机及其电源的体积、重量和性能提出更高的要求。固态发射机电源为多个低压大电流电源模块并联工作的形式，要求电源模块之间能够自动均流；为减少对电网的谐波干扰，减小输电导线的重量和体积，要求发射机电源有高的功率因数；为了减小发射机的体积和重量，要求电源的功率密度高、效率高；除此之外，还有一些它的特殊要求:①包含纹波的直流电压加到发射机的微波放大器上时，对放大器的输出信号产生有害的调制，这就要求发射机电源的输出纹波小；②发射机负载为大容性负载，电源在启动时需要限制输出电流值；③由于雷达发射机是射频脉冲输出，故发射机又呈现为脉冲负载，这要求电源有较快的输出动态响应；在从满载直接变换到空载时，要求电源输出电压不能有大的过冲；④电源能够在很低的温度环境下储存及工作。
针对上述问题，我们在前级采用了有源功率因数校正技术满足对电源功率因数的要求；选用零电压（ＺＶＳ）软开关的全桥移相电路作为主功率变换，减小了开关损耗，从而可通过提高开关频率而提高电源的动态响应和缩小电源体积；利用耦合电感作为输出滤波电感，大大减小了输出电压纹波；电压和电流双闭环的平均电流模式控制策略，自动限制输出电流值，提高电源输出动态响应，使电源在负载突变的情况下，没有大的输出电压过冲；通过对关键器件的合理选择，使电源能够在低温环境下工作。
二、电源主要技术指标
某设备的固态发射机，其电源最大输出功率要求为20 kw，我们采用了5台电源模块并联均流工作。电源模块的主要技术指标如下：
(1)电源模块为单相交流输入，为满足实际供电的需求，输入交流电压范围为220vac+20%，-25%（即165~264 vac）；
(2)电源模块的输入功率因数要求>0.98；
(3)电源模块的工作效率>90%；
(4)电源模块并联工作，模块之间的均流不平衡度：≤±3%；
(5)单台电源模块的最大输出为：40 v/100 a；
(6)单台电源模块的功率密度：≥0.28 mw/mm3；
(7)单台电源模块输出最大功率时，叠加在直流电压上的纹波电压的峰峰值：<50 mv；
(8)电源模块在空载开机时，输出会产生超过额定电压值的瞬时过冲，此过冲值：<1 v；
(9)电源模块的负载从满载（指最大输出电流io=100 a）突然跌落到空载，输出会产生超出额定电压值的瞬时过冲，此过冲值：<1 v；
(10)电源储存的环境温度为 -50℃～+65℃；电源工作的环境温度为-40℃～+55℃。
三、电源模块的系统组成和工作原理
电源模块的系统组成框图如图1所示。下面分别介绍各个功能部分的电路。
1.电源的前级
电源的前级电路，包括输入emi滤波、整流电路、输入软启动电路及apfc电路。
我们选用了综合性能较好、应用较为成熟的boost型apfc电路，结合电源的功率等级、技术要求，使电路设计工作在连续模式。我们采用工业级的芯片uc2854来实现控制电路的功能。由于apfc电路的初级稳压功能，减小了后级dc/dc功率变换器的设计压力，极大提高电网的输入电压范围。
基本的boost-apfc主电路如图2所示，其中q是主开关管，d是二极管，c1和c2是输出电容，l是apfc电路的升压电感。为防止加电时，升压电感l与输出电容发生谐振而使电感饱和或电容过压，应在单相整流桥到pfc电路输出电容之间加入二极管dr，因而加电瞬间，输入电压不需经升压电感，可直接经二极管dr给c1和c2充电、建压。
2．dc-dc变换电路
dc-dc功率变换器如图3所示，主电路的拓扑为zvs软开关全桥变换器。其中q1～q4是4只主开关管，d1～d4分别是q1～q4的内部寄生二极管，c1～c4分别是q1～q4的寄生电容，lr是谐振电感，tr是高频变压器，dr1、dr2、lf和cf组成输出整流滤波。本变换器采用了移相控制，每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。q1和q3分别超前于q4和q2一个相位，称q1和q3组成的桥臂为超前桥臂，q2和q4组成的桥臂则为滞后桥臂。该变换器采用移相控制的方法是利用谐振电感的能量来实现超前桥臂和滞后桥臂的零电压开关（zvs），从而提高电源的效率和可靠性，减小emi。
3．ＤＣ-ＤＣ变换器的控制策略
图4给出了dc-dc变换器的控制电路的框图。均流电路采用工业级芯片uc2902，通过调节各电源模块的电压给定，使各独立电源电流输出尽可能相等。工业级芯片芯片uc2875产生pwm移相控制信号，使dc-dc变换器工作在zvs软开关状态。
由于本电源对其动态响应提出了很高的要求，传统的单电压闭环控制不能同时满足其快速性、低过冲、高稳定度要求，因此采用了电压、电流双闭环的平均电流模式控制方式。电压闭环是外环，电流闭环是内环；电压外环的输出作为电流内环的给定，电流内环利用了uc2875内部的误差放大器。精心选择闭环参数后，其动态特性比电压单闭环要好得多，可以满足在负载突变的情况下，没有大的输出电压过冲。采用电压和电流双闭环的平均电流模式控制策略，易于实现模块之间的均流［1］；同时，自己设定参考值，通过电流环的反馈，可以自动限制最大输出电流。
4.实现低纹波的输出耦合电感
dc-dc变换器的开关变压器次级，经过全波整流的高频直流脉冲，需要通过lc的滤波，才能得到平稳的电压。为减小输出电压纹波，在图3的电路中，就必须加大输出电感lf或者输出电容cf，但电感与电容不能过多加大，否则不但占用的空间体积大，而且会降低电源的输出动态响应以及引起低频的振荡。为减小输出电压纹波，一方面选用esr小的电解电容,另一方面就是用耦合电感来作为输出滤波电感。理论分析与实验证明，这种降低纹波的效果非常好。如图5所示，输出滤波电感lf是由l1、l2组成的耦合电感， l1和l2的互感是m。设
边的电流纹波为零［2］，两个线圈中的纹波都推向（或集中在）另一个线圈l2中。
5.辅助电源
运用topswitch集成芯片top227实现反激变换器，变压器次级提供多路输出，为整机各部分控制电路提供工作电源，从而实现了辅助电源的功能。利用topswitch集成芯片可以使设计简单化，占用空间可减少一半，而且topswitch集成芯片可以在-40℃的低温下工作。
四、样机的研制
由于该电源对体积和重量要求严格，因此必须提高变换器的开关频率，而开关频率的提高必然会增加工程实施的难度、降低效率，在综合考各项因素后，确定该电源apfc电路和dc-dc变换器的工作频率均为50 khz。
1．apfc电路关键元器件的选择和参数的设计
（1）apfc电路的升压电感设计
一般取电感电流纹波的幅值Δi/2为其最大峰值电流的10%~20%，取电源的效率η=0. 9 ，得
（2）输出滤波电容的设计
输出滤波电容
式中fr=50 hz，为输入交流电的频率，Δvo(pfc)是输出滤波电容上的波动电压，取20 v。
(3)功率器件的选择
参见图2，根据电压、电流的数值，开关管q选用ir公司的两只mos管irfps37n50a并联,二极管d选用ixys公司的dsei60-06。
2．dc/dc电路关键元器件的选择和参数的设计
我们仍然选用ir公司的mos管irfps37n50a作为全桥移相变换器的开关管，选用两只ir公司的快恢复二极管80ebu02实现全桥移相变换器次级的全波整流。
